具备出色稳定性的CoolSiC™ MOSFET M1H

引言
 
过去几年，实际应用条件下的阈值电压漂移（VGS(th)）一直是SiC的关注重点。
 
英飞凌率先发现了动态工作引起的长期应力下VGS(th)的漂移现象，并提出了工作栅极电压区域的建议，旨在最大限度地减少使用寿命内的漂移。[1]。
 
经过不断研究和持续优化，现在，全新推出的CoolSiC™ MOSFET M1H在VGS(th)稳定性方面有了显著改善，几乎所有情况下的漂移效应影响，都可以忽略不计。
 
现象描述
 
VGS(th)漂移现象通常是通过高温栅极偏置应力测试（DC-HTGS）来进行描述的，该测试遵循JEDEC等标准定义的测试准则进行。
 
近期的研究结果表明，与相应的静态栅极应力测试（DC-HTGS）相比，包括V_(GS(off))<0V在内的正负电源驱动，交流AC栅极应力引起的阈值电压漂移更高，这一发现为SiC MOSFET器件的可靠性带来了新视角[1,3]。
 
图1显示了交流（AC）和直流（DC）应力条件下的不同影响。VGS(th) (ΔVth)的数据变化是使用数据表[1]中的最大条件得出的。
 
图中可以看到两个不同的斜率，第一个对应的是典型的类似直流DC的漂移行为（“直流拟合”）；第二个更大的斜率对应的是正负电源的交流AC应力效应（“交流拟合”），也称栅极开关不稳定性（GSI）。

图1：连续栅极开关应力期间的漂移：
VGS,(on)=20V;VGS(off)=−10V;
Tvj,max=150°C and f=500kHz.[1]

 
我们的结论是：开关周次数超过10⁸的应力条件下，交流漂移是造成应力的主要原因；开关周次数较少时，直流漂移是造成应力的主要原因。
 
数据显示，开关应力会导致VGS(th)随时间缓慢增加。由于阈值电压VGS(th)增加，可以观察到沟道电阻（Rch）的增加。这种现象由等式（1）描述，式中，L是沟道长度，W是沟道宽度，μn是电子迁移率，Cox是栅极氧化层电容，VGS(on)是导通状态栅极电压，VGS(th)是器件的阈值电压[1]。

总RDS(on)是由各电阻的总和决定的，即沟道电阻（Rch）、结型场效应晶体管电阻（RJFET）、漂移区的外延层电阻（Repi）和高掺杂SiC衬底的电阻（RSub）。等式（2）描述了总RDS(on)的整个组成。
 
因此，VGS(th)的增加会导致沟道电阻略有提高，从而造成RDS(on)提高，以及久而久之产生的导通损耗。

栅极开关应力
 
为了确保和预测我们的CoolSiC™ MOSFET在典型开关工作期间电气参数的长期稳定性，我们开发并采用了一种新的应力测试：栅极开关应力测试（GSS）。该测试可以让您直接确定电气参数漂移，这些漂移通常在正负驱动电压模式下运行（正V(GS,on)：导通；负VGS(OFF)：关断）。该测试可以让开发人员量化上述新的失效机制，因此，是鉴定SiC MOSFET的必要条件。
 
GSS测试涵盖了所有重要的漂移现象，包括在器件正常工作期间发生的漂移现象。除了缺失的负载电流（它本身不会改变我们所观察到的漂移行为）[3]，我们通过保持与典型应用条件相似的栅极开关特性（例如，电压斜率），尽可能地interwetten与威廉的赔率体系 应用（参见图2）[1]。为了涵盖在实际SiC MOSFET应用中非常常见的栅极信号过冲和下冲的潜在影响，我们通过在数据表所允许的最大栅极电压和最大静态结温（Tvj,op）下施加应力，来实现最坏情况。

图2：频率f=500kHz时，
典型的GSS栅源应力信号。[1]

 
在最坏情况下进行测试，可以让客户确信自己能够在整个规格范围内使用该器件，而不会超过漂移极限。因此，这种方法保证了器件的出色可靠性，同时也便于安全裕度的计算。
 
除了VGS(th)，栅极漏电流IGSS等其他参数也得到了测量，并在被测硬件上保持一致[1]。
 
最坏情况的寿命终止漂移评估
及其对应用的影响
 
在开发逆变器的过程中，一大任务就是预测设备的使用寿命。因此，必须提供可靠的模型和信息。在各种工作条件下，进行了大量的测试后，我们就能开发出一个预测性的半经验性模型，该模型描述了阈值电压随任务曲线参数的变化，例如：应力时间（tS）、栅极偏置低电平（VGS(off)）、栅极偏置高电平（VGS(on)），开关频率（fsw）和工作温度（T）（ΔVGS(th) (tS,VGS(off),VGS(on),fsw,T)）[3]。
 
基于该模型，我们建立了一种评估阈值电压漂移的方法，使用最坏情况寿命终止曲线（EoAP）来计算相对R(DS(on))漂移。在应用中，以任意频率运行一定时间，我们可以计算出至EoAP之前的开关周期总数（NCycle）。然后，使用NCycle读出相对RDS(on)漂移。
 
周期数取决于开关频率和工作时间。典型的硬开关工业应用（例如，太阳能组串逆变器）使用16-50 kHz的开关频率。使用谐振拓扑的逆变器的开关速度通常超过100kHz。这些应用的目标寿命通常在10-20年，而实际工作时间通常在50%-100%。
 
以下示例提供了一个样品评估：

目标寿命[年]：20

实际工作时间[%]：50%=>10年

实际工作时间[s]：315,360,000s(10年)

开关频率[kHz]：48

周期持续时间[s]：1/开关频率=0.0000208

寿命终止时的周次数=~1.52E+13

 
导通电压为18V时，预计25°C时的RDS(on)的相对变化小于6%，175°C时小于3%，见图3（图3中的绿点）。

图3：VGS(on)=18V、Tvj,op=25°C、125°C和175°C [2]时的相对RDS(on)变化

 
图4示例基于最近推出的EasyPACK™ FS55MR12W1M1H_B11（DC-AC逆变器中的三相逆变桥配置），说明了RDS(on)预测变化的影响[4]。这个例子是在损耗分布中，传导损耗（Pcon）占比很大的应用。Tvj,op从最初的148°C到150°C的最坏情况EoAP仅上升2K。结果证明，哪怕是使用了20年后，RDS(on)的轻微变化导致的Tvj,op增加也可以忽略不计。
 

图4.最坏情况EoL评估：Vdc：800V，Irms：18A，fout：50Hz，fsw：50kHz，cos(φ)：1，Th=80°C。

图中文字：
Power loss：功率损耗
Initial point：初始点
Worst-case EoAP：最坏情况EoAP
 
这种方法意味着，最大漂移应当是在所描述的最坏情况下出现的。借助全新的M1H芯片，客户将能从数据表的规格范围中，选择最适用于其应用的参数。栅极信号中的寄生过冲和下冲不会影响漂移，无需从应用的角度考虑。因此，可以节省时间和精力。
 
请注意：在控制良好的栅极偏置电平下运行的应用，远低于数据表的最大限制，例如，+18V/-3V，在相同的开关周期数下，RDS(on)的变化幅度甚至更小。
 
结论
 
我们通过在各种开关条件下进行长期的测试，研究了在实际应用条件下的阈值电压特性。我们开发并采用了一种应力测试程序，来确定在现实的应用开关条件下，最坏情况EoAP参数漂移，为我们的客户提供了可靠的预测模型。
 
除了其他关键的改进外，英飞凌推出的1200V CoolSiC™ MOSFET，即M1H，还显示出了出色的稳定性，并降低了漂移现象的影响。
 
 
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参考文献
[1] 英飞凌应用说明 2018-09
 
[2] P. Salmen, M. W. Feil, K. Waschneck, H.Reisinger, G. Rescher, T. Aichinger: 一种新的测试程序，可实际评估 SiC MOSFET 在开关运行中的寿命终止电气参数稳定性；2021 IEEE 国际可靠性物理研讨会（IRPS）（2021 年）
 
[3] 英飞凌：白皮书 08-2020：英飞凌如何控制和确保 SiC 基功率半导体的可靠性，第 11–21 页;
 
[4] 数据表 FS55MR12W1M1H_B11