一种非常简单且极为有用的运算放大器电路

运算放大器是一个非常通用的装置，其可以以各种不同的电子电路和应用中使用，从电压放大器，向过滤器，对信号调节器。但是，基于任何通用运算放大器的一种非常简单且极为有用的运算放大器电路就是Astable运算放大器多谐振荡器。

我们在有关顺序逻辑的教程中看到，可以使用晶体管，逻辑门或专用芯片（例如NE555定时器）来构建多谐振荡器电路。我们还看到，不稳定的多谐振荡器在其两个不稳定状态之间连续切换，而无需任何外部触发。

但是使用这些元件来产生一个不稳定的多谐振荡器电路的问题是，对于基于晶体管的不稳定性，需要许多额外的元件，数字不稳定性通常只能在数字电路中使用，而使用555定时器可能并不总是给我们带来好处。对称输出，无需附加偏置元件。所述运算放大器多谐振荡器电路然而，能为我们提供的使用只是四个组件，三个电阻器和一个定时电容器的一个很好的矩形波信号。

所述运算放大器多谐振荡器是非稳态振荡器电路，其生成利用连接到所述运算放大器的反相输入端和连接到其它非反相输入端的分压器网络的RC计时网络的矩形输出波形。

与单稳态或双稳态不同，非稳态多谐振荡器具有两种状态，它们都不是稳定的，因为它不断地在这两种状态之间切换，并且在每种状态下花费的时间都由电容器通过电阻器的充电或放电来控制。

在运算放大器多谐振荡器电路中，运算放大器用作interwetten与威廉的赔率体系 比较器。运算放大器比较器比较其两个输入上的电压，并根据输入是大于还是小于某个参考值V REF给出正或负输出。

但是，由于开环运算放大器比较器对其输入电压的变化非常敏感，因此只要输入电压为高，输出可在其正+ V（sat）和负-V（sat）电源轨之间不受控制地切换。被测电压接近基准电压V REF。

为了消除任何不稳定或不受控制的开关操作，将多谐振荡器电路中使用的运算放大器配置为闭环施密特触发器电路。考虑下面的电路。

运算放大器施密特比较器

上面的运算放大器比较器电路配置为施密特触发器，该触发器使用电阻器R1和R2提供的正反馈来产生磁滞。由于此电阻网络连接在放大器输出和同相（+）输入之间，因此当Vout在正电源轨上饱和时，会将正电压施加到运算放大器的同相输入。同样，当Vout饱和到负电源轨时，将负电压施加到运算放大器的同相输入。

由于在运放输出两端将这两个电阻配置为分压器网络，因此参考电压Vref将取决于反馈到同相输入的输出电压的比例。该反馈分数β表示为：

其中+ V（sat）是正运算放大器的DC饱和电压，而-V（sat）是负运算放大器的DC饱和电压。

然后，我们可以看到正参考电压或上参考电压+ Vref（即反相输入电压的最大正值）为：+ Vref = + V（sat）β而参考电压下或负参考电压（即反相输入端电压的最大负值表示为：-Vref = -V（sat）β。

因此，如果Vin超过+ Vref，则运算放大器切换状态，并且输出电压降至其负DC饱和电压。同样，当输入电压降至-Vref以下时，运算放大器会再次切换状态，并且输出电压将从负饱和电压切换回正DC饱和电压。施密特比较器在两个饱和电压之间切换时给出的内置磁滞量由两个触发参考电压之间的差定义：V HYSTERESIS = + Vref –（-Vref）。

正弦到矩形的转换

除了用作运算放大器多谐振荡器以外，施密特触发器比较器的众多用途之一是，只要正弦波的值大于电压参考点，我们就可以使用它将任何周期的正弦波波形转换为矩形波形。

实际上，施密特比较器将始终产生与输入信号波形无关的矩形输出波形。换句话说，电压输入不必是正弦波，它可以是任何波形或复杂波形。考虑下面的电路。

正弦至矩形转换器

由于输入波形将是周期性的，并且振幅要比其参考电压Vref足够大，因此输出矩形波形将始终具有与输入波形相同的周期T和频率ƒ。

通过用电位计代替电阻器R1或R2，我们可以调节反馈比β，从而调节同相输入端的参考电压值，以使运算放大器在每个半周期内将状态从0改变为90 o只要参考电压，Vref保持低于输入信号的最大幅度。

运算放大器多谐振荡器

通过将正弦输入替换为跨运算放大器输出的RC定时电路，我们可以进一步将周期波形转换为矩形输出这一想法。这次，我们可以使用电容器的充电电压Vc来改变运算放大器的输出状态，而不是使用正弦波形来触发运算放大器。

运算放大器多谐振荡器电路

那么它是怎样工作的。首先，假设电容器已完全放电，并且运算放大器的输出在正电源轨处饱和。电容器C开始通过电阻R从输出电压Vout充电，其速率由其RC时间常数确定。

从有关RC电路的教程中我们知道，电容器希望在五个时间常数内完全充电到Vout的值（即+ V（sat））。但是，一旦运算放大器反相（-）端子上的电容器充电电压等于或大于非反相端子上的电压（运算放大器的输出电压在电阻R1和R2之间分配的分压），则电容输出将改变状态并被驱动至相对的负电源轨。

但是，已经向正电源轨（+ V（sat））愉快充电的电容器，现在在其极板上看到一个负电压-V（sat）。输出电压的突然反转导致电容器以其RC时间常数再次决定的速率朝新的Vout值放电。

运算放大器多谐振荡器电压

一旦运算放大器的反相端子在同相端子上达到新的负基准电压-Vref，运算放大器就会再次改变状态，并将输出驱动到相对的电源轨电压+ V（sat）。现在，电容器的极板上出现一个正电压，充电周期再次开始。因此，电容器不断充电和放电，从而产生了稳定的运算放大器多谐振荡器输出。

输出波形的周期由两个定时分量的RC时间常数以及由设置参考电压电平的R1，R2分压器网络建立的反馈比确定。如果放大器饱和电压的正值和负值具有相同的幅度，则t1 = t2，给出振荡周期的表达式为：

其中：R是电阻，C是电容，ln（）是反馈分数的自然对数，T是周期时间（以秒为单位），ƒ是振荡频率（以Hz为单位）。

然后，从上式可以看出，运算放大器多谐振荡器电路的振荡频率不仅取决于RC时间常数，而且取决于反馈分数。但是，如果我们使用的电阻值给出的反馈分数为0.462（β= 0.462），则电路的振荡频率将仅等于1 / 2RC，如图所示，因为线性对数项等于1。

运算放大器多谐振荡器示例1

一个运算放大器的多谐振荡器电路是使用以下部件构成。R1 =35kΩ，R2 =30kΩ，R =50kΩ和C = 0.01uF。计算电路的振荡频率。

然后计算出振荡频率为1kHz。当β= 0.462时，该频率可以直接计算为：ƒ= 1 / 2RC。同样，当两个反馈电阻相同时，即R1 = R2，反馈分数等于3，振荡频率变为：ƒ= 1 / 2.2RC。

如图所示，我们可以用一个电位计代替一个反馈电阻，以制造一个变频运放多谐振荡器，从而使该运放多谐振荡器电路更进一步。

可变运算放大器多谐振荡器

通过在β1和β2之间调节中央电位器，输出频率将变化以下量。

β1处的电位计抽头

β2处的电位计抽头

然后，在这个简单的示例中，我们可以产生一个运算放大器多谐振荡器电路，该电路可以产生从100Hz到1.2kHz的可变输出矩形波形，或者仅通过改变RC分量值就可以产生所需的任何频率范围。

上面我们已经看到，可以使用标准运算放大器（例如741）和一些其他组件来构建运算放大器多谐振荡器电路。这些电压控制的非正弦弛豫振荡器通常被限制在几百千赫兹（kHz），因为运放没有所需的带宽，但是它们仍然是出色的振荡器。

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